domingo, 31 de enero de 2010

MEMS in CMOS-21st century RF and microwave applications

The availability of MEMS-based passive components and circuitry opens promising new integration options in RF and microwave applications

As semiconductor technology continues to feel the pressure for smaller, tighter and super-integrated components and devices, the RF and microwave industry is reaping the benefits of micro-electrical mechanical systems (MEMS).

Beyond 2 GHz

The semiconductor industry is seeing the emergence of a complementary metal-oxide semiconductor (CMOS) compatible RF MEMS process with attractive performance in the 2 GHz range. This frequency agility has great potential for RF designs in cellular and personal communications systems (PCS), wireless networking, the wireless internet and other platforms that operate up to the mid-2 GHz.

Design teams have optimized Ohmic losses in inductors using large thick copper metal layers and microwave compatible dielectrics. A typical 3 nH spiral inductor has been fabricated featuring a Q factor of 76 at 1.9 GHz. High quality factors ranging from 30 to 80 at 2 GHz have been obtained. Moreover, a full-wave electromagnetic approach, based on the finite element method (FEM) modeling, has shown good accuracy between experimental data and theoretical predictions.

A new design solution

With the continuing miniaturization of electronic systems and advancement of MEMS capabilities, new design solutions continue to emerge. Integration of MEMS devices frequently offers a number of benefits including lower cost, higher performance, reduced size and weight, and increased reliability. In the RF/microwave technology domain, considerable attention continues to be given to the development and integration of MEMS-based components. As shown in a representative block diagram for a RF Telecom system (Figure 1), MEMS device technology is already being applied to selective (passive/active) components including inductors, capacitors, switches, and filters. These devices, when integrated with the RF chip, offer higher value for such applications as VCOs, PLL, and other RF functionality required for advanced telecom systems. The industry is just beginning to see the benefits of such integrated devices, including increased device performance and/or a reduction in cost, size, or weight of the system.

The technology

The technology discussed in this article, for fabrication of RF MEMS components, is a low temperature processing capability, fully compatible with CMOS IC fabrication.

One of the directions that the rapid advancements in both substrate development and integration have been focused on is improving the RF performance of silicon technology. This is due, in part, to its low cost and its dielectric and micromachining properties. The high-Q inductor offers an excellent example of the cost reduction, high integration density and performance improvements benefits of RF MEMS and microwave devices.

Typically, the quality factor of inductors using silicon technology is less than 10 at 2 GHz. Therefore, to achieve high-performance RF-integrated circuits, most applications still require off-chip inductors. Drawbacks of off-chip inductors include significant parasitic effects, prohibitive size and increased packaging complexity. However, recent efforts have yielded high-quality factor inductors using silicon device technology, low permitivity material, and thick copper metallization.

Inductor designs are currently under way in circuit applications at a number of well-known telecommunications equipment and telecom semiconductor manufacturers. Design teams have begun work on other integrated passive components as well. It should also be mentioned that the same integrated (on-chip) components may also be fabricated for discrete (off-chip) applications where performance improvements alone are required, but in the original packaging specification.

Topology of the system

When applied to inductor design, the CMOS-compatible process technology mentioned above minimizes parasitic effects of the substrate and provides high-integration density. The new process enables definition of a completely new inductor that can be deployed on RF circuits using flip-chip techniques or a new "above-IC" process.

This process consists of electroplating copper over a low permitivity material layer which is placed on the integrated circuit. The inductor is further interconnected to the IC by vias through the insulator layer. The above-IC technique is attractive because of its small size, package cost reduction, superior interconnect performance, applicability for mixed technologies and overall cost reduction for high volume applications.

The innovative aspect of the process is the thick metal realization on a low permitivity material. The electroplated copper conductors are implemented within a photoresist mold using conventional UV equipment. This technique provides high aspect ratios with angles near 90 degrees.

The spiral inductors and the different technological layers are presented in Figure 2. The photograph shows the intrinsic part of the inductor and the two co-planar ports (the latter necessary only for probe testing). Two kinds of inductors have been processed, one using silicon substrates and one using quartz. Different inductor values have been designed in the 2 GHz range. Typical values ranging from 1.5 nH to 18 nH have been obtained for geometrical parameters compatible with RF integrated circuits (table 1).

Modeling of the inductors

First, the different electrical (Ls, Rs) and geometrical (length, width, gap) parameters of the inductors have been obtained using classical method. Then, an original approach has been used to model the inductors. To obtain Q factor and a more accurate value of the inductance, an approach using a full-wave electromagnetic simulation based on FEM, allows excellent agreement between measurement and theoretical predictions. The nominal meshing of an inductor is described in Figure 3. The FEM model allows us to create a parameterized description of the inductor that can be used to define high performance inductors. Moreover, this technique allows us to model the complete structure including the different layers and properties of the materials.

Characterization of the inductors

The characterization is achieved on a wafer with scattering parameters measured from 100 MHz to 16 GHz using an HP 8510 network analyzer and a cascade probe station. Two kinds of characterizations have been implemented. A classical one that uses thru-reflect-line (TRL) calibration in the probe planes, and a de-embedding response, which allows determination of the intrinsic parameters of the inductor. Figure 4 shows the results obtained up to 16 GHz for a 3 nH inductor using a silicon substrate and a thru-reflect- line (TRL) calibration procedure. In Table 1, the main results are summarized on the inductors using one or two metal layers on the silicon substrate.


With the continuing miniaturization of electronic systems and the advancement of MEMS capabilities, design solutions continue to emerge with the integration of MEMS technology. Specific to RF and telecomm applications, potential integration opportunities exist for inductors, capacitors, switches, filters and other integrated RF functions. An example of this was presented with the high-Q inductor designs. The architecture of these inductors allows integration of any radio frequency (RF) and monolithic microwave integrated circuits (MMIC). Moreover, the electromagnetic simulation techniques, along with our new technology, enabled us to get high-quality passives for silicon RF chips using thick copper metallization, low permitivity dielectric material and new above-IC process. All of these improvements lead to high-quality factor inductors in the 2 GHz range. High Q ranging from 30 to 80 with the mean value equal to 50 have been obtained for inductor values ranging from 1.5 nH to 18 nH. Such high-quality factors for inductors are among the best results in silicon, particularly when using standard technology.


sábado, 30 de enero de 2010



Dipolo (antena) 

Dipolo de media onda que podría emplearse para construir un receptor de onda corta. Rigurosamente, hay que alimentar el dipolo con una alimentación simétrica, para lo cual hay que intercalar un balun o simetrizador entre el dipolo y el cable coaxial.
Un dipolo es una antena con alimentación central empleada para transmitir o recibir ondas de radiofrecuencia. Estas antenas son las más simples desde el punto de vista teórico.
Tipos de dipolos

Dipolo simple

En su versión más sencilla, el dipolo consiste en dos elementos conductores rectilíneos colineares de igual longitud, alimentados en el centro, y de radio mucho menor que el largo.

La longitud del dipolo es la mitad de la longitud de onda de la frecuencia de resonancia del dipolo, y puede calcularse como 150/frecuencia (MHz). El resultado estará dado en metros.

A causa del efecto de bordes la longitud real será algo inferior, del orden del 95% de la longitud calculada.
Ejemplo: Para obtener una antena resonante en la Banda de 10m, a la frecuencia de 28,9 MHz, el dipolo tendrá teóricamente 5,21 metros de largo. En la práctica, el largo real físico del dipolo será algo menor, del orden de 4,95m. 

La longitud real del dipolo a la frecuencia de resonancia dependerá de muchos otros parámetros, como el diámetro del conductor, o bien la presencia de otros conductores a proximidad.

En el espacio ideal y a una distancia de la tierra mayor a varias longitudes de onda, la impedancia del dipolo simple es de 73 Ohm.

Dipolo en V invertida

Es un dipolo cuyos brazos han sido doblados el mismo ángulo respecto del plano de simetría. Tiene la forma de una V invertida.

La realización exige algunas precauciones. Autores como Brault y Piat recomiendan que el ángulo de la V no sea inferior a 120 grados, y que los extremos de la V estén lo más lejos posible del suelo; la proximidad de los extremos a la tierra induce capacidades que alteran la frecuencia de resonancia.

El dipolo en V invertida es sumamente apreciado por los radioaficionados que transmiten en expediciones, porque con un simple mástil de unos nueve metros, un poco de cable y de cuerda de nylon, es posible instalar rápidamente una antena transportable, liviana, y poco voluminosa.

Dipolo doblado

Es un dipolo cuyos brazos han sido doblados por la mitad y replegados sobre sí mismos. Los extremos se unen. La impedancia del dipolo doblado es de 300 Ohm, mientras que la impedancia del dipolo simple en el vacío es de 73 Ohm.

El dipolo doblado es, en esencia, una antena única formada por dos elementos. Un elemento se alimenta en forma directa, mientras que el otro tiene acoplamiento inductivo en los extremos. Cada elemento tiene media longitud de onda de largo. Sin embargo, como puede pasar corriente por las esquinas, hay una longitud de onda completa de corriente en la antena.

Dipolo de brazos plegados

Es un dipolo cuyos brazos tienen una pequeña parte del extremo parcialmente plegada. Eso hace que se economice espacio, a costa de sacrificar parcialmente la eficiencia del dipolo.

Dipolo eléctricamente acortado

Es un dipolo en el cual un segmento de cada brazo (por ejemplo, el tercio central) es reemplazado por un solenoide. Eso hace que el dipolo sea mucho más corto, pero a costa de sacrificar otras cualidades del dipolo original, como la eficiencia, la impedancia y el ancho de banda.

Dipolo elemental

Un dipolo elemental es una pequeña longitud de conductor (pequeña comparada con la longitud de onda ). En la cual circula una corriente alterna:

En la cual es la pulsación (y la frecuencia). es, como de costumbre . Esta notación, utilizando números complejos es la misma que la utilizada cuando se trabaja con impedancias.
Hay que notar que este tipo de dipolos elemental no puede fabricarse prácticamente. Es preciso que la corriente que lo atraviesa venga de algún lado y salga a otro lado. En realidad este segmento de conductor no será más que uno de los muchos en los cuales se puede dividir una antena real para poderla calcularla. El interés es que el campo eléctrico lejano de la onda electromagnética radiada por ese pedacito de conductor es calculable fácilmente. Solo mostraremos el resultado:

es la permitividad del vacío.
es la velocidad de la luz en el vacío.
es la distancia entre el dipolo y el punto donde está evaluado .
es el número de onda 

El exponente de da cuenta de la variación de la fase del campo eléctrico con el tiempo y con la distancia al dipolo.

El campo eléctrico lejano de la onda electromagnética es coplanario con el conductor y perpendicular a la línea que los une. Si imaginamos el dipolo en el centro de una esfera y alineado con el eje norte-sur, el campo eléctrico lejano tiene la dirección de los meridianos y el campo magnético lejano tiene la dirección de los paralelos.

Dipolo corto

Un dipolo corto es un dipolo realizable prácticamente formado por dos conductores de longitud total muy pequeña comparada a la longitud de onda . Los dos conductores están alimentados en el centro del dipolo (ver dibujo). Esta vez se toma como hipótesis que la corriente es máxima en el centro del dipolo (en donde está alimentada) y que decae linealmente hacia cero a las extremidades del dipolo. Hay que notar que la corriente circula en la misma dirección en los dos brazos del dipolo: hacia la derecha en los dos o hacia la izquierda en los dos.

El campo lejano de la onda electromagnética radiada por este dipolo es:

La emisión es máxima en el plano perpendicular al dipolo y cero en la dirección de los conductores, o sea la dirección de la corriente). El diagrama de emisión tiene la forma de un toro de sección circular (imagen de izquierda) y de radio interno nulo. En la imagen de la derecha el dipolo es vertical y está en el centro del toro.
A partir de este campo eléctrico se puede calcular la potencia total radiada por este dipolo y de ella calcular la parte resistiva de la impedancia en serie de este dipolo:

ohmios (si ).

Ganancia del Dipolo

La ganancia de una antena es la relación (cociente) de potencias por unidad de superficie, entre una antena dada y una antena isótropa que se toma como referencia, ambas alimentadas con la misma potencia:

La potencia por superficie unitaria transportada por una onda electromagnética es:

La potencia por superficie unitaria de una antena isótropa alimentada con la misma potencia es:

En el caso de un dipolo corto, cuando se remplazan los valores, el resultado final es:
= 1,5 = 1,76 dBi

Los dBi son decibelios con una i añadida para recordar que se trata de una ganancia con respecto a una antena isótropa, habiendo una diferencia de 2,15dB entre dBd y dBi (por ejemplo 12dBd son 14,15dBi). Siendo dBd la ganancia expresada respecto al dipolo de media onda.

Ancho de banda del dipolo

Potencia normalizada de un dipolo de media longitud de onda, donde se demuestra la relativa banda estrecha de un dipolo. Se observa que el ancho de banda es de aproximadamente un 15%, y por tanto podemos afirmar que un dipolo es de banda estrecha.

Para llegar a esta afirmación, nos basamos en la fórmula de la potencia del dipolo de media onda:


Así, igualando a uno la relación entre longitud de onda y la longitud de la antena y variando dicha relación, obtenemos el gráfico de distribución de potencia de un dipolo en relación a la frecuencia de trabajo.

Dipolo media onda (lambda/2)

Un dipolo es una antena formada por dos conductores de longitud total igual a la mitad de una longitud de onda. Hay que señalar que esa longitud de no tiene nada de remarcable eléctricamente. La impedancia de la antena no corresponde ni a un máximo ni a un mínimo. Tampoco es real, aunque por una longitud próxima (hacia ) la parte imaginaria pasa por cero. Hay que reconocer que la única particularidad de esa longitud es que las fórmulas trigonométricas se simplifican como por milagro, aunque sí es cierto que presenta un diagrama de radiación bastante uniforme en comparación con otras longitudes.
En el caso del dipolo se toma como hipótesis que la amplitud de la corriente a lo largo del dipolo tiene una forma sinusoidal:

Recordemos que I0 es el valor pico de la intensidad que circula por el dipolo, ω = 2πf, y l la posición en la que medimos la intensidad. Es fácil ver que para la corriente vale y para la corriente vale cero.
Incluso haciendo la simplificación de campo lejano (r > > 3λ), la expresión es algo compleja:

La fracción no es muy diferente de . El resultado es un diagrama de emisión tiene la forma de un toro un poco aplastado.

La imagen de la izquierda muestra la sección del diagrama de emisión. Hemos dibujado en apuntillado el diagrama de emisión de un dipolo corto. Se comprueba que los dos son muy parecidos.
Esta vez no se puede calcular analíticamente la potencia total emitida por la antena. Podemos plantear la expresión de la misma:

Para calcular la resistencia de radiación (o resistencia en serie), usamos:

Sin embargo, esto sólo nos calcula la parte real (resistencia) de la impedancia de la antena. Lo más cómodo es medirlas. En la figura de la derecha se muestran las partes real e imaginaria en serie de la impedancia de un dipolo para longitudes que van de a  la ganancia de esta antena es:
= 1,64 = 2,15 dBi = 0 dBd
He aquí las ganancias de dipolos de otras longitudes (nótese que la ganancia no está dada en dB):
Ganancia de antenas dipolos

Longitud en









Propiedades eléctricas

Tensión y corriente

En la frecuencia de resonancia del dipolo, el punto medio es un nodo de tensión y un vientre de corriente. Quiere decir que: la corriente media en el centro del dipolo es máxima, y decrece hasta llegar a cero en los extremos  la tensión media es cero en el centro, y va aumentando hasta ser máxima en los extremos del dipolo. 

Diagrama de emisión

La antena dipolo no irradia en todas las direcciones con la misma potencia; se dice entonces que es una antena direccional.

En la dirección en la cual irradia con la máxima potencia, la onda electromagnética tiene una potencia de 2,2 dB por encima del promedio. Se llama ganancia de un dipolo a esa relación de 2,2 dB entre la potencia irradiada en la dirección más favorecida, y la potencia promedio. 

En otras direcciones, lógicamente, el dipolo debe irradiar una energía inferior al promedio; la antena dipolo no genera potencia. 


Cuando la antena dipolo es paralela al plano de la tierra, la componente eléctrica de la onda es paralela al plano de la tierra: se dice que tiene polarización horizontal. 

Cuando la antena dipolo es perpendicular al plano de la tierra, la componente eléctrica de la onda es emitida perpendicularmente al plano de la tierra: se dice que tiene polarización vertical. 

En HF, y en VHF en clase de emisión banda lateral única se prefiere la polarización horizontal, y en VHF en clase de emisión frecuencia modulada, la polarización vertical. 


La impedancia de un dipolo de base y en el espacio ideal es de 73 Ohms. En la práctica, la impedancia real será una función importante de la altura. 

La impedancia característica de un dipolo replegado y en el espacio ideal es de 300 Ohms. 

Antena Yagi

Cuando a un dipolo se le antepone otro dipolo delante, ligeramente más corto, y otro dipolo detrás, ligeramente más largo, se obtiene una Antena Yagi.

Acortamiento eléctrico

La longitud real de un dipolo respecto a su homólogo ideal es un 5% menor. A ese efecto de bordes se lo llama acortamiento eléctrico. 

Derivados del dipolo

Antena Yagi

Cuando a un dipolo se le antepone otro/s elemento/s (varilla o tubo) delante, directores, ligeramente más cortos (cada uno un 5% más corto que el anterior y ligeramente más separado entre sí que el anterior, sucesivamente), y otro elemento (varilla o tubo) detrás, ligeramente más largo (5%) y a una distancia de entre 0.10 y 0.25 de onda, se obtiene una Antena Yagi.

Una antena de este tipo se utiliza principalmente para recibir señales de televisión, tanto en VHF como en UHF. Su peculiaridad es que por cada elemento que se le añade aumenta su ganancia de forma que cuantos más elementos más ganancia se tiene en el dipolo. Asimismo con cada elemento parásito que se le agrega (por delante) más acusada es la direccionalidad de la antena y más cerrado es el ángulo de recepción. Lo mismo se podría decir si se usa este tipo de antena Yagi para transmitir: cuantos más elementos más ganancia de transmisión y más directividad se obtiene, con lo que con una determinada potencia de emisión y una antena de alta ganancia se pueden obtener un haz radioeléctrico concentrado hacia una determinada dirección y más larga será la distancia, lineal, a la que se puede enviar las señales.

Antena Moxon
Antena  popularizada por  L.Cebik, W4RNL, tiene excelentes cualidades de ganancia y directividad.
Antena Spiderbeam
Antena liviana, multibandas y transportable, la Antena Spiderbeam es esencialmente es una variación más compleja del dipolo original, en forma de telaraña.
Antena HB9CV
Creada por el radioaficionado suizo Rudolf Baumgartner, HB9CV, en los años 50, es una antena compuesta de un elemento y su reflector, en el cual un conductor une el elemento y el reflector para introducir un cambio de fase. Tiene excelentes propiedades de ganancia y relación de ganancia anterior / posterior. Por sus dimensiones, es utilizada en VHF y UHF.

Realizado: Franco A Rivera C.
Asignatura: CRF

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The RF MEMS acronym stands for radio frequency micro-electromechanical system, and refers to components of which moving sub-millimeter-sized parts provide RF functionality. RF functionality can be implemented using a variety of RF technologies. Besides RF MEMS technology, ferrite, ferroelectric, GaAs, GaN, InP, RF CMOS, SiC, and SiGe technology are available to the RF designer. Each of the RF technologies offers a distinct trade-off between cost, frequency, gain, large scale integration, lifetime, linearity, noise figure, packaging, power consumption, power handling, reliability, repeatability, ruggedness, size, supply voltage, switching time and weight.


There are various types of RF MEMS components, such as RF MEMS resonators and self-sustained oscillators with low phase noise, RF MEMS tunable inductors, and RF MEMS switches, switched capacitors and varactors.

Switches, switched capacitors and varactors

RF MEMS switches, switched capacitors and varactors, which can replace field effect transistor (FET) switches and PIN diodes, are classified by actuation method (electrostatic, electrothermal, magnetic, piezoelectric), by axis of deflection (laterally, vertically), by circuit configuration (series, shunt), by clamp configuration (cantilever, fixed-fixed beam), or by contact interface (capacitive, ohmic) [2]. Electrostatically-actuated RF MEMS components offer low insertion loss and high isolation, high linearity, high power handling and high Q factor, do not consume power, but require a high supply voltage and hermetic wafer level packaging (WLP) (anodic or glas frit wafer bonding) or single chip packaging (SCP) (thin film capping, liquid crystal polymer (LCP) or low temperature co-fired ceramic (LTCC) packaging).
RF MEMS switches were pioneered by Hughes Research Laboratories, Malibu, Raytheon, Dallas, TX, and Rockwell Science, Thousand Oaks, CA, during the nineties. The component shown in Fig. 1, is a center-pulled capacitive fixed-fixed beam RF MEMS switch, developed and patented by Raytheon in 1994. A capacitive fixed-fixed beam RF MEMS switch is in essence a micro-machined capacitor with a moving top electrode - i.e. the beam.

From an electromechanical perspective, the components behave like a mass-spring system, actuated by an electrostatic force. The spring constant is a function of the dimensions of the beam, of the Young's modulus, of the residual stress and of the Poisson ratio of its material. The electrostatic force is a function of the capacitance and the bias voltage. Knowledge of spring constant and mass allows for calculation of the pull-in voltage, which is the bias voltage necessary to pull-in the beam, and of the switching time.
From an RF perspective, the components behave like a series RLC circuit with negligible resistance and inductance. The up- and down-state capacitance are in the order of 50 fF and 1.2 pF, which are functional values for millimeter-wave circuit design. Switches typically have a capacitance ratio of 30 or higher, while switched capacitors and varactors have a capacitance ratio of about 1.2 to 10. The loaded Q factor is between 20 and 50 in the X-, Ku- and Ka-band.
RF MEMS switched capacitors are capacitive fixed-fixed beam switches with a low capacitance ratio. RF MEMS varactors are capacitive fixed-fixed beam switches which are biased below pull-in voltage. Other examples of RF MEMS switches are ohmic cantilever switches, and capacitive single pole N throw (SPNT) switches based on the axial gap wobble motor.


An RF MEMS fabrication process allows for integration of SiCr or TaN thin film resistors (TFR), metal-air-metal (MAM) capacitors, metal-insulator-metal (MIM) capacitors, and RF MEMS components. An RF MEMS fabrication process can be realized on a variety of wafers: fused silica (quartz), borosilicate glass, LCP, sapphire, and passivated silicon and III-V compound semiconducting wafers. As shown in Fig. 2, RF MEMS components can be fabricated in class 100 clean rooms using 6 to 8 optical lithography steps with a 5 μm contact alignment error, whereas state-of-the-art monolithic microwave integrated circuit (MMIC) and radio frequency integrated circuit (RFIC) fabrication processes require 13 to 25 lithography steps. The essential microfabrication steps are:

Deposition of the bias lines
Deposition of the electrode layer
Deposition of the dielectric layer
Deposition of the sacrificial spacer
Deposition of seed layer and subsequent electroplating
Beam definition, release and critical point drying 

RF MEMS fabrication processes, unlike barium strontium titanate (BST) or lead zirconate titanate (PZT) ferroelectric and MMIC fabrication processes, do not require electron beam lithography, molecular beam epitaxy (MBE), or metal organic chemical vapor deposition (MOCVD). With the exception of the removal of the sacrificial spacer, the fabrication steps are compatible with a CMOS fabrication process.


Applications of RF MEMS resonators and switches include oscillators and routing networks. RF MEMS components are also applied in radar sensors (passive electronically scanned (sub)arrays and T/R modules) and software-defined radio (reconfigurable antennas, tunable band-pass filters).

Polarization and radiation pattern reconfigurability, and frequency tunability, are usually achieved by incorporation of lumped components based on III-V semiconductor technology, such as single pole single throw (SPST) switches or varactor diodes. However, these components can be readily replaced by RF MEMS switches and varactors in order to take advantage of the low insertion loss and high Q factor offered by RF MEMS technology. In addition, RF MEMS components can be integrated monolithically on low-loss dielectric substrates, such as borosilicate glass, fused silica or LCP, whereas III-V semiconducting substrates are generally lossy and have a high dielectric constant. A low loss tangent and low dielectric constant are of importance for the efficiency and the bandwidth of the antenna.

The prior art includes an RF MEMS frequency tunable fractal antenna for the 0.1–6 GHz frequency range, and the actual integration of RF-MEMS on a self-similar Sierpinski gasket antenna to increase its number of resonant frequencies, extending its range to 5GHz, 14GHz and 30GHz, an RF MEMS radiation pattern reconfigurable spiral antenna for 6 and 10 GHz, an RF MEMS radiation pattern reconfigurable spiral antenna for the 6–7 GHz frequency band based on packaged Radant MEMS SPST-RMSW100 switches, an RF MEMS multiband Sierpinski fractal antenna, again with integrated RF MEMS switches, functioning at different bands from 2.4 to 18 GHz, and a 2-bit Ka-band RF MEMS frequency tunable slot antenna.
Filters RF bandpass filters are used to increase out-of-band rejection, if the antenna fails to provide sufficient selectivity. Out-of-band rejection eases the dynamic range requirement of low noise amplifier LNA and mixer in the light of interference. Off-chip RF bandpass filters based on lumped bulk acoustic wave (BAW), ceramic, surface acoustic wave (SAW), quartz crystal, and thin film bulk acoustic resonator (FBAR) resonators have superseded distributed RF bandpass filters based on transmission line resonators, printed on substrates with low loss tangent, or based on waveguide cavities. RF MEMS resonators offer the potential of on-chip integration of high-Q resonators and low-loss bandpass filters. The Q factor of RF MEMS resonators is in the order of 1000-1000.

Tunable RF bandpass filters offer a significant size reduction over switched RF bandpass filter banks. They can be implemented using III-V semiconducting varactors, BST or PZT ferroelectric and RF MEMS switches, switched capacitors and varactors, and yttrium iron garnet (YIG) ferrites. RF MEMS technology offers the tunable filter designer a compelling trade-off between insertion loss, linearity, power consumption, power handling, size, and switching time.

Phase shifters

RF MEMS phase shifters have enabled wide-angle passive electronically scanned arrays, such as lenses, reflect arrays, subarrays and switched beamforming networks, with high effective isotropically radiated power (EIRP), also referred to as the power-aperture product, and high Gr/T. EIRP is the product of the transmit gain, Gt, and the transmit power, Pt. Gr/T is the quotient of the receive gain and the antenna noise temperature. A high EIRP and Gr/T are a prerequisite for long-range detection. The EIRP and Gr/T are a function of the number of antenna elements per subarray and of the maximum scanning angle. The number of antenna elements per subarray should be chosen to optimize the EIRP or the EIRP x Gr/T product.

Passive subarrays based on RF MEMS phase shifters may be used to lower the amount of T/R modules in an active electronically scanned array. The statement is illustrated with examples in Fig. 3: assume a one-by-eight passive subarray is used for transmit as well as receive, with following characteristics: f = 38 GHz, Gr = Gt = 10 dBi, BW = 2 GHz, Pt = 4 W. The low loss (6.75 ps/dB) and good power handling (500 mW) of the RF MEMS phase shifters allow an EIRP of 40 W and a Gr/T of 0.036 1/K. The number of antenna elements per subarray should be chosen in order to optimize the EIRP or the EIRP x Gr/T product, as shown in Fig. 3 and Fig. 4. The radar range equation can be used to calculate the maximum range for which targets can be detected with 10 dB of SNR at the input of the receiver.

In which kB is the Boltzmann constant, λ is the free-space wavelength, and σ is the RCS of the target. Range values are tabulated in Table 1 for following targets: a sphere with a radius, a, of 10 cm (σ = π a2), a dihedral corner reflector with facet size, a, of 10 cm (σ = 12 a4/λ2), the rear of a car (σ = 20 m2) and for a contemporary non-evasive fighter jet (σ = 400 m2). A Ka-band hybrid ESA capable of detecting a car 100 m in front and engaging a fighter jet at 10 km can be realized using 2.5 and 422 passive subarrays (and T/R modules), respectively.

Table 1: Maximum Detectable Range
(SNR = 10 dB)

 RCS (m2)
 Range (m)


Rear of Car

Dihedral Corner Reflector

Fighter Jet

The usage of true-time-delay TTD phase shifters instead of RF MEMS phase shifters allows ultra-wideband (UWB) radar waveforms with associated high range resolution, and avoids beam squinting or frequency scanning. TTD phase shifters are designed using the switched-line principle or the distributed loaded-line principle. Switched-line TTD phase shifters are superior to distributed loaded-line TTD phase shifters in terms of time delay per decibel noise figure (NF), especially at frequencies up to X-band, but are inherently digital and require low-loss and high-isolation SPNT switches. Distributed loaded-line TTD phase shifters, however, can be realized analogously or digitally, and in smaller form factors, which is important at the subarray level. Analog phase shifters are biased through a single bias line, whereas multibit digital phase shifters require a parallel bus along with complex routing schemes at the subarray level. In addition, usage of an analog bias voltage avoids large phase quantization errors, which deteriorate the EIRP and beam-pointing accuracy, and elevate the sidelobe level of an electronically scanned array.

The prior art in passive electronically scanned arrays, shown in Fig. 6, includes an X-band continuous transverse stub (CTS) array fed by a line source synthesized by sixteen 5-bit reflect-type RF MEMS phase shifters based on ohmic cantilever RF MEMS switches, an X-band 2-D lens consisting of parallel-plate waveguides and featuring 25,000 ohmic cantilever RF MEMS switches, and a W-band switched beamforming network based on an RF MEMS SP4T switch and a Rotman lens focal plane scanner.

Within a T/R module, as shown in Fig. 7, RF MEMS limiters, tunable matching networks  and TTD phase shifters can be used to protect the LNA, load-pull the power amplifier (PA) and time delay the RF signal, respectively. Whether RF MEMS T/R switches - i.e. single pole double throw (SPDT) switches, can be used depends on the duty cycle and the pulse repetition frequency (PRF) of the pulse-Doppler radar waveform. To date, RF MEMS duplexers can only be used in low PRF and medium PRF radar waveforms for long-range detection, which use pulse compression and therefore have a duty cycle in the order of microseconds.

Realizado: Franco A Rivera C.
Asignatura: CRF

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